Анализ эффективности комплексного применения мер помехозащиты для повышения устойчивости функционирования средств связи в условиях радиопротиводействия противника

дипломная работа

3.3 Информационные показатели и критерии эффективности радиоподавления непрерывных (аналоговых) каналов связи

Для каналов передачи речевых сообщений такие ПЭ РП е2 , g* , а также Не(о) и соответствующие им критерии эффективности для непрерывных каналов связи с несемантической информацией хотя и могут служить объективной оценкой качества речевого радиоканала, но не будут в полной мере отражать цель РП - снижение качества передачи информации (в данном случае речевых сообщений) ниже требуемого порогового уровня. Поэтому, при регистрации аналоговой семантической информации оператором, основным ПЭ РП является разборчивость принимаемого речевого сообщения:

G - общее количество переданных элементов речи принятых для анализа.

Учитывая специфику предназначения военных каналов связи в дальнейшем для их сравнительной характеристики с точки зрения их РП будем рассматривать только словесную разборчивость.

1. Амплитудная модуляция (АМ) и система двух боковых полос (ДБП).

Для приемника АМ сигналов может быть записано[1,2]:

Квых=0.5Квх(1+0.5Квх)(1+Пс2/Мс2). (3.7)

где Квх,, Квых - отношение помеха-сигнал на входе (выходе) подавляемого приемника; Пс, Мс - параметры модуляции: пик-фактор и глубина модуляции соответственно.

Доказано, что сигналы АМ обладают низкой помехозащищенностью.

Однополосная модуляция (ОМ или ОБП).

Для ОМ приемника в условиях шумовой помехи

Квых=Рпвых/Рсвых=Квх=Рпвх/Рсвх. (3.8)

Значение Квх при ОМ значительно превосходит требуемое значение Квх для АМ и ЧМ сигнала, что подтверждает высокую помехозащищенность ОМ приема.

Фазовая модуляция (ФМ).

При рассмотрение ФМ ограничимся формулами для определения выигрыша и обобщенного выигрыша в ОСП системы модуляции.

В [5,6] приводятся соотношения, характерные для интересующих нас ИПЭ РП аналоговых каналов.

Частотная модуляция (ЧМ).

В результате исследований получены следующие зависимости отношений Квых и Квх:

Выражение (3.8) не может быть использовано для значений 0.5<Квх<2, что обусловлено известным эффектом, свойственным аналитическому анализу частотной модуляции.

Для слабой интенсивности помех (Квх<0.5) ЧМ выигрывает перед АМ по помехозащищенности. Но при возрастании уровня помех (Квх>2) имеет место уже проигрыш ЧМ.

Расчеты показывают, что реальный приемник ЧМ обеспечивает потенциальную помехоустойчивость.

По результатам расчетов построены зависимости Квых от Квх на рис.3.2 для разных видов аналоговых модуляций.

Рисунок 3.2 Зависимость Квых от Квх для разных систем аналоговой модуляции.

По результатам многочисленных экспериментальных исследований [2,3] получены зависимости слоговой разборчивости W от Квых. Там же приводятся данные, что для обеспечения срыва связи необходимо достижение W<0.6, т.е. Квых>3.5 для русской речи. Значения Кп для рассмотренных систем модуляции приведены в таблице 3.2. при прицельной по частоте помехе с неравномерным спектром [2].

Таблица 3.3 Значения Кп для аналоговых СС.

Система манипуляции

АМ

ЧМ

ФМ

ОМ

Кп

0.75

0.95

1.94

3.22

Как уже указывалось все рассмотренные системы модуляции обеспечивают высокую помехоустойчивость при условии, что ОСП на входе приемника Sвх больше некоторого порогового значения Sвх.пор. Наибольшими показателями ПУ обладает ОМ.

3.4 Информационные показатели и критерии эффективности РП ШСС с ШПС

Системы связи с ШПС (ШCС) занимают особое место среди различных СС военного назначения что объясняется их свойствами. Общепринятой терминологии ШПС пока не существует.

ШПС могут применяться одинаково эффективно для передачи непрерывных (телефония) и дискретных (телеграфия, передача данных) сообщений в качестве основной меры повышения помехозащищенности ЛРС сигнального характера.

Помехоустойчивость военных ШСС определяется широко известным соотношением:

(3.10)

или иначе

S20вх=S2вых/2=BS2вх (3.11)

ОСП на выходе S2вых - определяет рабочие характеристики приема ШПС, а ОСП на входе приемника S2вх - энергетику сигнала и помехи, S20вх - ОСП на выходе коррелятора.

В дальнейшем разделим ШСС на ШСС с применением помехоустойчивого кодирования и без применения такового.

1. М-ичные (ШПС) каналы связи без применения кодирования.

В источнике [7] указывается, что при приеме ортогональных сигналов в m-ичных СС без кодирования вероятность ошибки определяется строгими соотношениями:

при когерентном приеме m ортогональных сигналов:

(3.12)

при некогерентном приеме m ортогональных сигналов

(3.13)

где I0 (х) - модифицированная функция Бесселя нулевого порядка. Следует отметить, что при больших m различие между когерентным и некогерентным приемом незначительно, - ОСП, приходящееся на один m-ичный (двоичный) сигнал, m= 2к - объем алфавита, т.е. m-ичный символ эквивалентен кодовой последовательности из k двоичных символов.

Однако формулы (3.11-3.12) не имеют достаточной точности при расчетах ПУ в условиях воздействия помех, поэтому на практике используют формулу (3.13), характерную для случая воздействия преднамеренных помех.

Иначе вероятность ошибки в общем случае определяется выражением:

(3.14)

где - отношение сигнал-помеха на выходе коррелятора ШПС-приемника; с2 - отношение помеха-сигнал на входе приемника

;

B - база сигнала, определяемая соотношением (2) для фазоманипулированных сигналов (ФМн) [7]:

(3.15)

где Дf - ширина полосы ШПС; T- его длительность, т.е. база ФМн равна числу импульсов в сигнале,N - число импульсов в сигнале, ф0 - длительность единичного импульса.

Для ШПС (ДСЧ-ФМн) база сигнала определяется выражением (3):

(3.16)

где

- число импульсов полного ФМн-сигнала, М - число импульсов в ДЧ - сигнале,

- число импульсов ФМн-сигнала в одном частотном элементе ДСЧ-ФМн-сигнала.

Подставляя значения базы сигнала применительно к конкретной ЛРС можно рассчитать вероятность ошибки приема ШПС. По приведенному соотношению (3.13), характерному для условий воздействия преднамеренных помех, построены графики зависимостей вероятности ошибки приема ШПС, приведенные на рис. 3.4 [7,8].

Рисунок 3.4 Зависимости вероятности ошибки на бит информации Рош2 от отношения помеха-сигнал на входе подавляемого приемника при использовании ШПС без помехоустойчивого кодирования

Значения коэффициента подавления Кп для ШПС без кодирования при Рош2=0.1 представлены в таблице 3.4.

Таблица 3.4 Значения Кп для ШСС без применения кодирования

Кп

m

2

4

8

16

32

без кодирования (в условиях воздействия помех)

0.5

0.6

0.74

1.03

1.55

С увеличением объема алфавита m помехоустойчивость m-ичной СС растет, т.к. при Sвх=const вероятность ошибки уменьшается. Поскольку m-ичные системы обеспечивают большую помехоустойчивость при Sвх=const, то они дают возможность передавать информацию с заданной помехоустойчивостью (Рош=const) и при меньшем значении ОСП Sвх. Таким образом, m-ичные системы обеспечивают выигрыш в ОСП по сравнению с бинарными дискретными СС [6].

2. М-ичные (ШПС) каналы для передачи дискретных сообщений с применением кодирования.

Как было отмечено выше, помехоустойчивость ЛРС, в том числе и ШСС, определяется ОСП на выходе демодулятора (или коррелятора), т.е. выражениями (3.9-3.10).

Выбором базы ШПС можно получить значение S20вх при котором достигается заданная помехоустойчивость. Это особенно важно, когда вследствие воздействия преднамеренных помех противника S2вх мало, т.е. . Применение корректирующего кодирования позволяет повысить помехоустойчивость ШСС, поэтому используя корректирующие коды, можно обеспечить заданную помехоустойчивость при меньших ОСП по сравнению с ШСС без кодирования, не говоря уже об обычных СС.

В настоящее время известно большое число различных кодов. Одними из наиболее перспективных с точки зрения практического использования являются блоковые коды, к которым относятся коды Рида - Соломона (РС) . При одинаковых длине кода n, числе информационных символов k и максимальном числе исправляемых ошибок r эти коды обладают максимальными скоростями передачи информации С по сравнению с другими.

Как известно высокой помехоустойчивостью обладают m-ичные СС с ШПС.

Вероятность ошибки при некогерентном приеме ШПС определяется формулой (3.11), а при когерентном - формулой (3.12), где m определяется согласно выражению:

(3.17)

где х- это формируемые х-ичные символы последовательности, к0 - блоки, в которые формируются х-ичные символы последовательности; S2вых определяется согласно (3.9).

Учитывая, что длительность х-ичного символа на выходе декодера или иными словами длительность ШПС на выходе модулятора равна:

(3.18)

где R - скорость передачи информации ШПС, равная

, (3.19)

где в свою очередь Rх - скорость поступления х-ичных символов на вход кодера.

В итоге, получим

(3.20)

Информационная последовательность длиной k принята правильно тогда, когда безошибочно приняты все k0k х-ичных символов. Тогда выражение для Рош2 [7]:

(3.21)

где k=1.

Вероятность ошибки декодирования:

(3.22)

где Рm(с2 ) определяется по формуле (3.13);

;

- число исправляемых кодом ошибок; - число проверочных символов; - число информационных символов.

Зависимости Рош2 от Квх для m-ичных сигналов (m=32) и помехоустойчивого кодирования кодом РС (n,k) при n=31 при различных k приведены на рис. 3.5.

Значения коэффициента подавления Кп при наличии помехоустойчивого кодирования и ШПС при Рош2=0.1 приведены в табл. 3.5.

Таблица 3.5 Значения коэффициента подавления Кп при наличии помехоустойчивого кодирования и ШПС при Рош2=0.1

k

n

7

15

31

3

2.55/6.22*

7.65/20

21.4/66.13

5

1.36/3.73

4.7/12

13.6/39.7

7

3.3/8.6

10/28.34

9

2.44/6.67

7.88/22.04

11

1.83/5.45

6.45/18.03

13

1.4/4.6

5.4/15.26

15

4.6/13.23

17

4/11.67

19

3.5/10.45

21

3.05/9.45

23

2.68/8.62

25

2.38/7.93

27

2.1/7.35

29

1.8/6.84

*) В знаменателе приведены значения базы сигнала

Рисунок 3.5 Зависимости вероятности ошибки на бит информации Рош2 от отношения помеха-сигнал на входе при использовании m-ичных сигналов (m=32) и помехоустойчивого кодирования кодом РС (n,k) при n=31 для различных k

Зависимости вероятности ошибки на бит информации при использовании m-ичных сигналов (m=16 и 8) и помехоустойчивого кодирования кодом РС (n,k) при n=15 (сплошная линия) и 7 (пунктирная линия) приведены на рис.3.6.

Для полноты анализа также рассмотрено применение корректирующих РС-кодов в бинарных дискретных СС (m=2).

По соотношениям, приведенным в [7], несложно получить зависимости вероятности ошибочного приема символа Рош2 для случая бинарных СС, приведенные на рис 3.7.

Рисунок 3.6. Зависимость вероятности ошибки на бит информации Рош2 при использовании помехоустойчивого кодирования кодом РС (n,k) при n=31 для различных k.

Рисунок 3.7. Зависимость вероятности ошибки на бит информации Рош2 от отношения помеха-сигнал на входе при использовании помехоустойчивого кодирования кодом РС (n,k) при n=15 (сплошная линия) и 7 (пунктирная линия) для различных k

В таблице 3.6 указаны значения коэффициента подавления Кп для бинарных СС с применением корректирующего кодирования кодами РС различной конфигурации параметров (n,k,r).

Таблица 3.6 Значения коэффициента подавления Кп при наличии помехоустойчивого кодирования без ШПС при Рош2=0.1

k

n

7

15

31

3

1.56

3.4

5.3

5

1.07

2.65

5.25

7

2.1

5

9

1.64

4.35

11

1.25

3.7

13

0.92

3.18

15

2.7

17

2.3

19

1.97

21

1.7

23

1.42

25

1.2

27

1

29

0.82

Таким образом, применение m-ичных ШПС и помехоустойчивого кодирования позволяет существенно увеличить ПУ. Вместе с тем можно отметить следующее:

- уровень ПУ по величине Кп = 0.5-1.55 достигается при использовании m-ичных сигналов при m=4,8,16,32 и при использовании кодов РС для малых значений числа избыточных символов (РС (7,3),(7,5)); ((15,9),(15,11),(15,13)); ((31,23),(31,25),(31,27),(31,29));

- дальнейшее увеличение ПУ (т.е. Кп>2) достигается только при использовании кодов РС с количеством информационных символов k не более 7 для n=15 и не более 19 при n=31;

- максимальные значения Кп при использовании корректирующих кодов составляют 1.56, 3.4 и 5.3 при n равном 7, 15 и 31 соответственно;

- минимальные значения Кп при совместном использовании m-ичных сигналов и корректирующих кодов составляют 1.36-1.8, что выше значений Кп для случая раздельного применения m-ичных сигналов и корректирующих кодов;

- максимальные значения Кп при совместном использовании m-ичных сигналов и корректирующих кодов составляют 2.55-21.4 при n равном 7, 15 и 31. Однако следует отметить, что это сопровождается существенным снижением скорости передачи информации в число раз, соответствующему базе сигнала, которая в этом случае составляет 6.2-66.

В связи с последним замечанием, при планировании использования мер ПЗ обязательно необходимо учитывать существенное снижение скорости передаваемой информации.

Оптимальным подбором параметров (n,k,r) корректирующих кодов можно добиться необходимых показателей ПУ при заданной величине пропускной способности. Верно и обратное.

3. М-ичные (ШПС) каналы для передачи непрерывных сообщений.

Передача и прием непрерывных сообщений (телефония) с помощью ШПС возможны путем применения дискретных и аналоговых методов модуляции.

Из всех возможных типов дискретной модуляции в основном используется ШИМ-ШПС, а из всех аналоговых методов модуляции ШПС чаще всего используется аналоговая частотная модуляция ЧМ-ШПС.

Поэтому, рассмотрим помехоустойчивость ЛРС, основанных на ШИМ-ШПС и ЧМ-ШПС. Вывод соотношений, касающихся оценки помехоустойчивости данных методов модуляции можно найти в [7], приведем конечные математические соотношения, позволяющие оценить ПУ ЛРС, построенных по методу ШИМ-ШПС и ЧМ-ШПС.

Вследствие того, что ШИМ-демодулятор является линейным устройством, то ОСП на его выходе будет иметь следующий вид:

где Sвх - ОСП на входе приемника; В - база ШПС; В0=2В=Дf/R - коэффициент расширения спектра.

Учитывая, что на приеме ЧМ-ШПС используется синхронный частотный детектор (СЧД), ОСП на его выходе будет определяться соотношением:

(3.24)

Зависимость Квых от Квх для ЧМ-ШПС и ШИМ-ШПС приведена на рис. 3.8.

71

Рисунок 3.8 Зависимость Квых от Квх для ЧМ-ШПС и ШИМ-ШПС.

Как указывалось ранее для обеспечения срыва связи необходимо достичь Квых>3.5.

Значения Кп для аналоговых ШСС приведены в Таблица 3.7.

Таблица 3.7 Значения Кп для аналоговых ШСС.

Система вторичной модуляции

Кп

ЧМ-ШПС

0.03

ШИМ-ШПС

0.98

Сравнение между собой ШИМ-ШПС и ЧМ-ШПС по ПУ позволяет сделать вывод, что ШИМ-ШПС дает существенный выигрыш в ПУ по сравнению с ЧМ-ШПС при одинаковой ширине спектра канального сигнала. Вместе с тем, прием ЧМ-ШПС сопровождается также как и прием обычной ЧМ наличием порогового уровнях [6,7].

Обобщение полученных в разделе 3 результатов расчета коэффициента подавления позволяет свести значения Кп для различных типов модуляции в табл.3.8.

Таблица 3.8 Значения Кп для различных типов модуляции.

Тип модуляции

Кп

аналоговые

0.12-0.54

дискретные без кодирования

0.75-3.22

дискретные с кодированием

0.82-5.32

ШСС без кодирования

0.50-1.55

ШСС с кодированием

1.36-21.50

аналоговые ШШС

0.03-0.98

Выводы по разделу

На основании сравнительной оценки эффективности РП ЛРС разных типов (дискретные, аналоговые и ШСС) по показателю коэффициента подавления можно сделать следующие выводы:

1. для дискретных ЛРС без применения кодирования: полученные данные показали, что коэффициент подавления Кп изменяется в пределах (0.12-0.54). Из всех рассмотренных систем радиосвязи данного типа наибольшей ПУ обладает ФТ (Кп=0.54) и ОФТ (Кп=1.25). Однако в силу ряда обстоятельств наибольшее применение на данном этапе развития ВСС ТЗУ получила ЧТ с Кп=0.52.

2. для дискретных ЛРС с применением помехоустойчивого кодирования расчеты показали, что такие СС обладают более высокими показателями ПУ (0.82-5.32) при различных сочетаниях параметров корректирующих кодов РС (n,k), чем дискретные ЛРС без применения кодирования. Следует отметить, что наибольших значений Кп достигает при значениях n=31 и малых k, причем с возрастанием последнего ПУ снижается.

Таким образом, применение помехоустойчивого кодирования говорит о повышении помехоустойчивости ЛРС с использованием в качестве одной из мер ПЗ сигнального характера помехоустойчивых кодов РС. Этот факт находит применение в реальной аппаратуре радиосвязи.

2. для аналоговых ЛРС: результаты проведенных расчетов Кп изменяются в пределах (0.75-3.22). Значения Кп показали что наибольшей ПУ обладают системы ФМ (Кп=1.94) и ОМ (Кп=3.22). В связи с этим, данные виды модуляции получили наибольшее распространение в РЭС для передачи телефонной информации, т.к. они позволяют получить наибольшую ПУ и осуществить сопряжение с уже имеющимися радиостанциями.

3. для дискретных ШСС: сравнительная оценка расчета ПУ ШСС без кодирования и с применением такового показала, что характеристики ПУ систем с кодированием (Кп=1.36-21.50) превышают аналогичные показатели для ШСС без кодирования (0.50-1.50), а применение в качестве помехоустойчивых кодов оптимальных корректирующих кодов Рида-Соломона позволяют при заданной степени ПУ обеспечить максимальное значение скорости передачи информации.

4. для аналоговых ШСС: сравнительная оценка показала, что такие системы имеют показатели ПУ (Кп=0.03-0.98) меньшие, чем соответствующие им узкополосные аналоговые ЛРС. Однако использование ШПС позволяет функционировать данным ЛРС в условиях значительного превышения уровня преднамеренных помех, навязываемых противником, т.е. при больших значениях Квх, в отличие от узкополосных ЛРС. В связи с чем, происходит процесс постепенного внедрения радиостанций, работающих по указанному принципу.

5. таким образом, наибольшими коэффициентами подавления Кп из всех представленных систем модуляции обладают ШСС с применением помехоустойчивого кодирования кодами РС (т.е. ЛРС с комплексным применением мер ПЗ сигнального характера), что говорит о наибольшей степени ПУ ЛРС построенных в соответствии с этим принципом. Вследствие этого, целесообразным является внедрение РЭС на наиболее приоритетных ЛРС, построенных на основании комплексного применения мер ПЗ.

Делись добром ;)